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LW1DSE > TECH 05.09.17 19:57l 241 Lines 14979 Bytes #999 (0) @ WW
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Subj: Fuentes Conmutadas #13 [CP437]
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LU4ADN<LU7DQP
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ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º FUENTES DE ALIMENTACION CONMUTADAS º
º Por Osvaldo LW1DSE º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
En esta oportunidad analizaremos una de las topolog¡as mas utilizadas
en la actualidad, y desde hace ya unos cuantos a¤os en las fuentes de PC. Se
trata del Half Bridge, o puente media H. Tiene casi todas las ventajas del
Push Pull sin tener el inconveniente propio que mencionamos oportunamente.
MF1
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ L1
+ ³ ³ ³ÄÄÙ T1 D1 ÍÍÍÍÍÍÍ
Ei ³ ³+ oÄÄÄÄ´<Ä¿ ºÚÄÄ´>ÃÄÄÂÄÄÛÛÛÛÛÄÄÂÄÄÄÄÄÄ¿
± ÄÁÄ PWM2 ³ÄÄ´ ÚÄÄÄÄÄÄ¿ºÛ ø ³ ³ ³
± ÄÂÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ øÛºÛ n2 ³ ³ ³
R2 ± C1³- ³ ³ ÛºÛ ³ ³ ³
³ ³ ÃÄÄÄÙ n1 ÛºÃÄÄÄÄÄÄÄ)ÄÄÄ¿ ³ ³
³ ³ ³ ÛºÛ ø ³ ³ ³ ³
ÃÄÄÄÄÅÄ¿ Ei/2 ³ ³³ ÛºÛ n2 ³ ³ ³ ³
³ ³ ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ(ÄÄÄ´ÃÄÄÄÄÄÙºÛ ³ ³ ³ ³
³ C2³+ ³ ³³CA ºÀÄÄ´>ÃÄÄÙ ³ +³Co ± Rc
R1 ± ÄÁÄ ³ÄÄÙ D2 ³ ÄÁÄ ±
± ÄÂÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ³ ÄÂÄ Eo ±
± ³- PWM1 ³ÄÄ´ ³ -³ ³
- ³ ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÁÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ÄÁÄ
/// GND1 \\\ GND 2
Figura 1: Topolog¡a Half Bridge original.
En la figura 1 vemos un esquem tico de una fuente switching que
utiliza topolog¡a Half Bridge. Se puede notar como diferencia principal con
respecto a todas las conexiones anteriores, que el capacitor electrol¡tico
de entrada a la fuente, se ha dividido en dos capacitores iguales conectados
en serie, con sendos resistores "Bleeder" o equilibradores de carga (C1, C2,
R1 y R2 respectivamente). A su vez, los MOSFET se hallan conectados en serie
entre los polos positivo y negativo de la tensi¢n de entrada. Y el transfor-
mador switching se halla conectado entre las dos mitades de un puente as¡
formado, por un lado los capacitores y los MOSFET por el otro. El circuito
del lado secundario es exactamente igual al Push Pull.
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<- MF1 on
Gate ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
MF1 -------------------------------------------------------------------
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<- MF2 on
Gate ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
MF2 -----------------------------------------------------------------
+ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<-Ei ÚÄÄÄ¿ MF1 on
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
Entrada --ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ--Ei/2
de T1 ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
- ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ<-0V ÀÄÄÄÙ<- MF2 on
Dead Time
² D1 on ± D2 on / \
ÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄ Ei/2 * n2/n1
³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
Entrada ³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
de "L" ³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---- 0V ³<--- T --->³ 0V
³<--- T --->
^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ <- Imax
Corriente . / . / . / . / . / . / . / . / .
en L1 / / / / / / / /
./ ./ ./ ./ ./ ./ ./ ./ ./ <- Imin
---------------------------------------------------------- 0A.
Figura 2: Formas de onda te¢ricas en un Half Bridge.
Veamos como funciona esto. Cuando el PWM lleva a plena conducci¢n a
uno de los MOSFET, por ejemplo el MF1, ‚ste pone la mitad de la tensi¢n de
fuente, Ei/2 sobre el bobinado primario del transformador con el lado superior
positivo con respecto al inferior. En estas condiciones, el diodo D1 conduce
aplicando un pulso al circuito filtro L1 & Co, ver figura 2. Pasado el pulso,
aparece tambi‚n ac un dead time en el cual ambos MOSFET est n inactivos (un
5% m¡nimo del per¡odo de la fuente). Trancurrido el dead time, se enciende el
MF2. Esto coloca a la mitad de la fuente de entrada sobre el primario del
transformador, pero ahora con la polaridad revertida con respecto al hemiciclo
anterior. Nuevamente aparece un pulso a la entrada del inductor, conducido
por intermedio del diodo D2. Al culminar este per¡odo activo, reaparece otro
dead time, dejando paso a un nuevo ciclo. Aqu¡ se hace muy evidente que de no
haber un dead time, si no se dejara salir de la conducci¢n a uno de los swit-
chers antes de encender el otro, es obvio la presencia de un cortocircuito
directamente a la salida del rectificador principal.
Analicemos un poco la funci¢n del capacitor CA, llamado de acople.
Se trata de un capacitor bipolar de alta capacidad (1 a 4.7 æF de acuerdo a
la potencia de la fuente) por el cual circula la corriente alterna a la entra-
da del transformador. Si se produjera, como en el circuito Push Pull, una resi-
dual de corriente cont¡nua debido a un desbalance en los Volts*Segundo apli-
cados al primario y que terminar¡a saturando el n£cleo, entonces ‚sta ser¡a
bloqueada por dicho capacitor. Es por ese motivo que debe ser bipolar, pues la
diferencia de potencial puede variar a lo largo de todo el rango din mico de
la fuente, tanto en amplitud como en polaridad. De todas maneras, en todo
circuito bien excitado, esa DDP debe ser de menos de un 1% de la tensi¢n Ei.
Para una Ei de 300 V (los 220V rectificados), una DDP sobre el capacitor de
m s de 5 V merece ser estudiada. Debido al efecto de autocompensaci¢n del
circuito es que es tan ampliamante utilizada en circuitos de mediano y bajo
costo. A la vez se halla presente en ‚l, una diferencia de potencial alterno,
resultante de la circulaci¢n de la corriente del primario del transformador,
y la reactancia capacitiva del mismo. Por ello, su valor debe ser elevado
-para mantener baja esa componente-, y atenuar los efectos perjudiciales de
dicha ca¡da, y a la vez, la ESR del mismo debe ser baja por id‚ntica raz¢n.
Una de las contras que tiene esta topolog¡a, pero que a la altura de
la tecnolog¡a actual no resulta grave, es que el MOSFET MF1 est vinculado al
positivo de alta tensi¢n y que su source resulta ser vivo tanto para la onda
cuadrada de potencia como para la se¤al de excitaci¢n. Es necesario interponer
alg£n m‚todo de aislaci¢n entre la compuerta del MOSFET y el circuito de
excitaci¢n y referir la compuerta a su source vivo. Normalmente, se utiliza un
£nico transformador con la debida aislaci¢n entre primario y secundarios entre
s¡, y entonces se excitan los dos MOSFET desde el mismo transformador, con la
ventaja de poder mantener al excitador a potencial de tierra, del secundario,
o cualquier otro nivel adecuado al criterio del dise¤o. Empero, existen unos
circuitos integrados del tipo del IR2110, IR2112 y similares que son capaces
de excitar a un par de MOSFET r pidamente y con una alta tensi¢n, de hasta
unos 600V, sin necesidad de aislaciones o transformadores de excitaci¢n.
Usualmente, se utilizan este tipo de fuentes con un puente de Graetz o
rectificador con 4 diodos, y ambos capacitores C1 y C2 formar n entonces los
filtros para desacoplar la residual de ripple de 100 Hz, sin necesidad de un
filtrado posterior. Interponiendo un interruptor entre el punto medio de los
dos capacitores y uno de los polos de la l¡nea, la configuraci¢n se transforma
en un doblador de tensi¢n apto para duplicar la tensi¢n alterna de entrada de
la l¡nea. En estas condiciones, la fuente puede operar como puente en 220V,
y como dobladora en 110V, y por lo tanto independientemente de la entrada
aplicada, la fuente siempre opera con los 300V de corriente cont¡nua. Este
switch, generalmente manual, es el famoso conmutador 220/110, que mal operado
lleva a la destrucci¢n de los capacitores y los semiconductores de potencia,
pues operando como dobladora desde los 220 VCA impone 600 VCC a la etapa de
potencia, tensi¢n que excede ampliamente la normal de dise¤o.
Otra ventaja de esta disposici¢n es que no necesita un circuito de
descarga de la energ¡a acumulada en las inductancias de dispersi¢n de los
bobinados del transformador, pues ellas pueden circular tranquilamente por los
diodos int¡nsecos de los MOSFET directamente hacia la tensi¢n rectificada, en
donde esa energ¡a es recuperada para usarla con posterioridad. Y en caso de
usar transistores bipolares (una tendencia en franca desaparici¢n), con solo
colocar un diodo en antiparalelo con cada transistor, dichos diodos permiten
la libre circulaci¢n de esas corrientes al filtro. Empero, en caso de utilizar
MOSFET como etapa de potencia, y dado que por lo general el diodo intr¡nseco
es inherentemente lento, suelen agregarse un par de diodos ultrafast externos
al MOSFET, en antiparalelo con el (D2 de la figura 3), y un diodo en directa
en serie con el Drain del MOSFET (D1). De esa manera, las corrientes de
recuperaci¢n Ir circulan por el diodo ultrafast, lo cual genera 2 ventajas: se
elimina la circulaci¢n v¡a un diodo lento, y adem s las p‚rdidas generadas por
ese diodo se transforman en calor en otro dispositivo externo al MOSFET, pu_
diendo ‚ste trabajar a una temperatura inferior.
Falso Drain
o
D1 ³ D2
ÚÄÄ´<ÃÄÄÁÄÄ´<ÃÄ¿
³ <-- Id ³ Figura 3. MOSFET adaptado
³ÄÄÙ ³ para hacer el freeweeling
oÄÄÄÄ´<Ä¿ ³ fuera de ‚l.
Gate ³ÄÄ´ Ir --> ³
oÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ
o
Source
Por otra parte, en el Push Pull, cada transistor debe poder soportar
al menos una tensi¢n del doble de Ei m s un m rgen de seguridad, a la mitad de
la corriente demandada por la carga, afectada por la relaci¢n de vueltas del
transformador. En esta etapa, la situcai¢n es diferente. Cada transistor, debe
soportar £nicamente la totalidad de la Ei m s el m rgen de seguridad, a la
mitad de la corriente de la carga, multiplicada la relaci¢n de transformaci¢n.
Como que cada MOSFET resulta entonces de una aislaci¢n menor, a igualdad de
otros factores, la resistencia de encendido del MOSFET (RdsOn) es menor, la
p‚rdida de conducci¢n del mismo deviene menor. Adem s, dado que la capacidad
de compuerta Ciss es menor cuanto menor es la potencia involucrada del MOSFET,
tambi‚n es menor la corriente demandada del circuito de excitaci¢n, lo cual
disminuye el costo y los requerimientos del excitador.
En algunos dise¤os especiales, por comodidad del montaje mec nico del
equipo, se suele modificar ligeramente a la topolog¡a, pero sin afectar su
principio de funcionamiento ni su confiabilidad. Dicha alteraci¢n consiste en
utilizar 2 capacitores CA en serie, (CA1 Y CA2) (Figura 4) uno a positivo y
otro a negativo, de la fuente, conectando a la uni¢n de los dos el terminal
del transformador, y sin utilizar resistencias equilibradoras. Entonces, si
la construcci¢n lo requiere se pueden colocar esos capacitores bien cerca de
los MOSFET confinando los circuitos de potencia de RF en un sector muy peque-
¤o del impreso. Entonces, eso permite alejarse del electrol¡tico principal del
rectificador, e inclusive ubicarlo en otra plaqueta. Adem s el costo de un
capacitor electrol¡tico de mayor tensi¢n es menor que el de las dos unidades
de menor valor pero del doble de capacidad, adem s de menor el espacio ocupado
y el peso de las unidades en total.
MF1
oÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿
+ ³ ³ÄÄÙ T1 D1 ÍÍÍÍÍÍÍ L1
Ei ³ oÄÄÄÄ´<Ä¿ ºÚÄÄ´>ÃÄÄÂÄÄÛÛÛÛÛÄÄÂÄÄÄÄÄÄ¿
ÄÁÄ PWM2 ³ÄÄ´ ÚÄÄÄÄÄÄ¿ºÛ ø ³ ³ ³
ÄÂÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ øÛºÛ n2 ³ ³ ³
CA1³ ³ ³ ÛºÛ ³ ³ ³
³ ÃÄÄÄÙ n1 ÛºÃÄÄÄÄÄÄÄ)ÄÄÄ¿ ³ ³
³ ³ ÛºÛ ø ³ ³ ³ ³
ÃÄ¿ Ei/2 ³ ÛºÛ n2 ³ ³ ³ ³
³ ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙºÛ ³ ³ ³ ³
CA2³ ³ CA ºÀÄÄ´>ÃÄÄÙ ³ +³Co ³ Rc
ÄÁÄ ³ÄÄÙ D2 ³ ÄÁÄ ±
ÄÂÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ³ ÄÂÄ Eo ±
³ PWM1 ³ÄÄ´ ³ -³ ³
- ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ÄÁÄ
/// GND1 \\\ GND 2
Figura 4: Configuarci¢n alternativa.
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Redacci¢n y dibujos en ASCII por LW1DSE Osvaldo F. Zappacosta. º
º Barrio Garay, Almirante Brown (1846), Buenos Aires, Argentina. º
º Realizado con Editor de Texto de MSDOS 7.10's (edit.com) en mi AMD's 80486.º
º 26 de mayo de 2012. º
º Revisado y actualizado 29 de agosto de 2017. º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
Fin del cap¡tulo #13.
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Osvaldo F. Zappacosta. Barrio Garay (GF05tg) Alte. Brown, Bs As, Argentina.º
º Mother UMC æPC:AMD486@120MHz 32MbRAM HD SCSI 8.4Gb MSDOS 7.10 TSTHOST1.43C º
º 6 celdas 2V 150AH. 18 paneles solares 10W. º
º lw1dse@yahoo.com ; lw1dse@gmail.com º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
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